一、引言
早在1968年前，國外對N型直角同軸連接器(彎式L16同軸連接器結構與之相同，僅相配螺紋為公制螺紋)的阻抗不連續的補償問題進行了較多研究。對介質表面電鍍銀作為彎式連接器的外導體的延續;并通過實驗最佳除去鍍銀層，實現彎角處阻抗不連續的補償。也有用電纜介質芯子和金屬襯墊(或用導電微粒的環氧樹脂)作外導體的延續，實現補償的目的。也許是工藝制造問題，這種新型直角同軸連接器至今還沒有商品銷售。
1986年，國內行業質量評比，彎式L16型射頻同軸連接器的電壓駐波比，評比結果不好，大多數廠家均未達到部標要求(在頻率達到10GHz，VSWR已大于1.5)。
如何解決這一問題，盡快生產出具有低電壓駐波比特性的彎式L16(或N型直角)型同軸連接器，目前還未見報導。本文介紹的關于彎式同軸連接器的補償設計方法，是根據同軸傳輸線的原理，采用直角彎曲等直徑過渡;同時，應用同軸線的特性阻抗與介質占空比例有關的原理，通過最佳切割90°介質尖角，實現阻抗連續，達到補償目的。并給出電壓駐波比測試的結果。
二、分析與改進
1. 彎式L16型同軸連接器彎角處特性阻抗不連續的原因有：
(1)直角彎曲處采用內導體直徑變細的方法彎曲過渡;特性阻抗在外導體內徑不變的情況下，隨內導體外徑的減小而升高。造成線上阻抗不連續。
(2)絕緣支撐(介質)直徑在90°彎角處其截面呈橢圓狀，長軸直徑加大，此處出現高阻抗，阻抗偏差大。根據公式
可以看出阻抗偏差△Z值越大，電壓駐波比也越大。
(3)彎式L16型同軸連接器存在一個最低截止頻率，根據公式截止頻率
它的單位為GHz。在彎角處該連接器的截止頻率為10.2GHz，低于標準規定的測量頻率(11GHz)，當測量頻率達11GHz時，電壓駐波比超過標準規定。
2. 對阻抗不連續的補償方法有很多。根據文獻資料介紹有下列幾種方法：
Z=50Ω
D-外導體內徑
d-內導體外徑
Δ≈0.05D
圖1 彎頭外導體內表面切割
Z=50Ω
D-外導體內徑
d-內導體外徑
Δ≈0.2D
圖2 彎頭內導體彎角切割
圖3 用金屬襯墊(含金屬微粒環氧樹脂的)彎頭結構
圖4 最佳除去鍍銀層的彎頭結構
以上各種補償方法由于受到結構和工藝條件限制，生產中還沒有見到應用。
根據同軸線的設計原理，為消除彎式L16型同軸連接器彎角處阻抗不連續，現采用內導體等直徑彎曲過渡，克服表面形狀突變;并利用特性阻抗公式
中特性阻抗與介質占空比例有關的原理，在外導體內徑D、內導體外徑d不變的情況下，改變介質(聚四氟乙烯介質)的總體積比例χ值，通過計算和實驗選擇最佳χ值為0.42，實現彎角處特性阻抗連續。(圖5)
圖5 內導體等直徑彎曲90°介質切割結構
三、試驗結果與討論
取改進前和改進后(采取補償設計)的彎式L16型射頻同軸連接器各4對，按SJ2331-81《射頻連接器電壓駐波比測試法》準備樣品，進行測試。測量數據和繪制的電壓駐波比與頻率關系曲線見表1、2和圖6、7。
從試驗結果看出，采用內導體等直徑彎曲過渡并對90°介質尖角進行最佳切割，使介質占空比例達到阻抗連續的規定值從而實現補償。
用掃頻測量法測得電壓駐波比值比傳統的點頻法測得的數據偏大。這是因為掃頻法對帶電纜段的被測樣品，在測試時測試頻率的電長度因電纜長度不同而帶來誤差。點頻法測量可以校正測試頻率，克服電纜長度誤差影響，使測量結果能反映出被測樣品的實際情況。
表1 改進前L16-JW5與L16-KF5電壓駐波比測量數據
(FS-系統剩余電壓駐波比)
表2 改進后L16-JW5與L16-KF5電壓駐波比測量數據
注：使用的儀器及設備：XB28A標準信號發生器。 XB—7標準信號發生器。
XB—9A標準信號發生器。 TC8D同軸測量線。
XFL—68信號發生器。 TC-35同軸測量線。
A-沒有補償的樣品 B-補償后的樣品
圖6 彎式L16射頻連接器補償前后點頻法測量電壓駐波比曲線
圖7
對L16-JW5與L16-KF5掃頻測量電壓駐波比用儀器、設備：
1、8757A 掃頻網絡分析儀
2、8350B 掃頻振蕩器
3、85027C 10MHz—18GHz電橋
4、8491B 10dB隔離器
四、結束語
經過多次試驗和小批量生產考驗，關于彎式L16型射頻同軸連接器的特性阻抗不連續的補償，通過采用對內導體等直徑直角彎曲過渡，并對90°介質尖角進行最佳切割可以實現。試驗表明，這種補償可使彎式L16型同軸連接器在頻率達10GHz時，電壓駐波比(VSWR)不大于1.5。補償方法適合批量生產。
參文考獻
[1] ALEXANDER R. BRISHKA： A NOVEL ANGLE CONNECTOR. SEALECTRO CORPORATION MAMARONECK， N. Y. 10543.
[2] 張方英編《天線及饋電設備》北京科技教育出版社 1961.7.
[3]《無線電工程譯文》 1971.2.
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